篇論文榮獲2003電力電子研討會優秀論文獎!!

CPLD為基礎之永磁同步馬達直接轉矩控制IC之研製


黃偉庭**、蔡明發*、鄒應嶼**

*明新科技大學電機工程系、**交通大學電力電子晶片設計與DSP控制實驗室

2003910

 目  錄 

1. 簡介

2. 修正式直接轉矩控制原理與架構

3. 控制IC架構與電路設計

4. 實驗與結果

5. 結論

參考文獻

本文論述以複雜型可程式化邏輯元件(CPLD)實現一個永磁同步馬達直接轉矩控制IC,以進行馬達之伺服控制,電路實現方式採用階層式、模組化與電路資源並用的概念,以降低邏輯閘數量,其中控制器採用修正式直接轉矩控制法(MDTC),藉由MATLAB/SIMULINK軟體進行控制架構的建立、模擬與分析,以期所設計的控制系統能達到快速的系統響應。此控制IC具有可程式化的特點,經由微處理器可調整及觀測此控制IC內部之參數及變數,實驗結果顯示此控制IC的可行性。

Note: 本文僅為部分摘要原稿發表於2003年第三屆台灣電力電子研討會,並榮獲『優秀論文獎  

1.

代交流伺服系統對控制的要求為響應快、精確度高與轉矩脈動小,為滿足此需求,在多種不同的交流伺服控制技術中,磁通導向控制(FOC)與直接轉矩控制(DTC)是目前較常採用的方法[1]-[6],其中以轉子之磁通導向控制法應用於永磁同步馬達時,因在馬達轉子上已含有磁鐵產生磁通,故利用三相對兩軸(d-q)與旋轉對靜止之座標轉換與電流控制技術使得馬達轉子電流在轉子(或同步)旋轉座標之d軸分量為零,如此便可使永磁同步馬達如同一分激式直流馬達易於進行轉速與定位伺服控制。但此控制法則卻需要較複雜的運算。

直接轉矩控制的基本原理是希望經由適當的選擇變頻器功率晶體的切換狀態,使馬達定子磁通與轉矩可以直接而且獨立的控制,以達到快速的馬達轉矩響應。相較於磁通導向控制,直接轉矩控制無需複雜的座標轉換及電流解耦控制計算。而且在做控制計算時,它僅需使用定子電阻值,因此比磁通導向控制更不易受馬達參數化的影響。1986Isao TakahashiToshihiko Noguchi [2]首先提出了以磁滯比較器及電壓空間向量控制馬達的轉矩及磁通,這種控制方法是以電壓向量直接控制定子磁通向量,不僅控制方法簡單,同時也具有快速的扭矩控制響應,但是由於採用磁滯控制法則,導致切換頻率不斷變動,間接產生了難以控制的高頻諧波。

為解決此問題,西元1992年,美國喬治亞理工學院Habetler等人發展出修正式的直接轉矩控制法則(MDTC) [4],這種方法綜合磁通導向控制與傳統直接轉矩控制的方法,以定子磁通為導向,直接將轉矩與定子磁通量誤差量輸出PI控制器,產生電壓向量,然後以空間向量調變技術切換變頻器功率晶體,在這種控制方法之下,轉矩與磁通量迴路的暫態響應受到PI控制器的限制,可擁有較好的轉矩和速度動態響應,但也增加了控制法則與調變運算的複雜度。

近年來超大型可程式數位邏輯元件FPGA (Field Programmable Gate Array)CPLD (Complex Programmable Logic Device)的興起,使得控制方法得以製成數位控制ASIC來實現[7]-[9],數位控制ASIC乃是以數位邏輯電路方式直接進行控制法則運算,不像一般數位信號處理器那樣需由軟體程式驅動運算,軟體程式與運算資料的存取、解碼與執行將花費一些時間。因此,若將交流驅動器系統上需快速運算的控制核心與I/O界面如換相控制、PWM信號產生、與電流控制等交由ASIC來執行,如此將可減輕其運算負擔,並增加系統功能。

FPGA等數位體電路來實現直接轉矩控制,文獻[9]雖已有記載,但該文偏重於FPGA功能的描述,本文提出以CPLD實現永磁同步馬達之修正式直接轉矩控制IC,電路實現方式採用階層式、模組化的設計方式,降低其複雜度,並以電路並用的概念,降低邏輯閘數量,達到最佳化的目的。文中並藉由MATLAB/SIMULINK軟體工具進行控制系統的模擬與分析,所設計的IC具有可程式化的特點,經由微處理器器可調整及觀測此控制IC內部之參數及變數,實驗結果顯示此控制IC的可行性。

2. 修正式直接轉矩控制原理與架構

1為修正式接轉矩控制的功能方塊圖,二個比例積分器取代了傳統直接轉矩控制使用的磁滯比較器,用來控制磁通及轉矩的分量,產生變頻器的電壓命令以有效改善穩態漣波及擁有定頻的電壓向量輸出。此變頻器經由對稱式的空間向量調變控制,因此,變頻器的切換頻率可以有效的提升,以及轉矩漣波和電流諧波可以有效的減少。

1 修正式直接轉矩控制方塊圖

2  修正式直接轉矩控制模擬結果圖

在進行控制IC電路設計之前,應先進行系統層次的模擬分析,本研究在SIMULINK的環境下建立了修正式直接轉矩控制的模擬系統,分別建立了永磁同步馬達、空間向量波寬調變(SVPWM)與座標轉換等模擬方塊,同時進行整體功能的模擬驗證。圖2為修正式直接轉矩控制在0.01秒接受1000rpm速度命令的MATLAB/SIMULINK模擬結果,圖中,左邊由上而下分別為:定子三相電流、速度響應和轉矩響應圖,有極快速的動態響應,右邊圖形為定子磁通由啟始瞬間至穩態的軌跡圖,可看出在穩態時有很圓滑的軌跡。

3  永磁同步馬達修正式直接轉矩控制IC功能方塊圖

4  三相至兩軸座標轉換運算執行順序示意圖

3. 控制IC架構與電路設計

3為本文實現之永磁同步馬達修正式直接轉矩控制IC功能方塊圖,主要包括:光編碼器回授訊號處理器、電流回授讀取、座標轉換運算、轉矩與定子磁通估測器、轉矩與定子磁通PI控制器、速度控制器、SVPWM波寬調變器與並列傳輸通訊介面,其中光編碼器回授訊號處理器與SVPWM波寬調變器之設計與實現可參閱文獻[7,10-11],本文僅就座標轉換運算、轉矩與定子磁通估測器之電路設計,以及定子磁通估測漂移之補償修正技術提出說明。

座標轉換運算電路設計

在靜止座標將三相之相電流轉換至兩軸(d-q)電流之 座標轉換方程式如下:

                                                                                      (11)

 

5  座標轉換運算電路實現之硬體架構圖

1  Reg_1暫存器數值之實現及其誤差表

暫存器

名稱

常數數值

實際值

實現之Q7格式

實現數值

誤差量

Reg_1

0.57735

74

0.578125

0.134%

4為此座標轉換運算的執行順序的示意圖,其中IAFEBa相電流的回授訊號,IBFEBb相電流的回授訊號,因為三相平衡,Reg_1為暫存器名稱存放參數Q7格式尺規化之值74,其誤差量如表1所示,經此執行順序可分別得出靜止座標d軸電流回授訊號IdFEBq軸電流回授訊號IqFEB之值

我們依此執行順序以高階硬體描述語言(VHDL)設計數位邏輯電路之有限狀態機器(Finite State Machine, FSM)以控制運算執行的步驟,其電路實現的硬體架構如圖5所示,如此加/減法器與乘法器資源可共同分別使用以簡化電路的複雜度狀態機開始處於S0的狀態,一旦觸發時,狀態機跳離S0狀態,經歷3個狀態變化步驟(S1S3)即完成運算。

定子磁通與轉矩估測電路設計

將馬達三相電壓與三相電流分別經過三軸至二軸靜止座標轉換後,可得到定子估測電壓Vs與量測電流is,再分別經定子磁通與轉矩估測器而獲得電磁轉矩估測值與定子磁通估測值,由於電流回授訊號必須藉由電流感測器來量測並將量測之電流轉換為電壓訊號,再經實驗平台上之A/D轉換器將電壓訊號轉為以數值表示之。本文採用之伺服驅動器其電流感測元件的電流量測範圍為±20A,對應至一個12位元A/D轉換器(ADS7852)的電壓範圍為0~5V,且相對應的數值範圍由04096,但基於CPLD資源考量,整體控制採10位元實現,故取電流轉換結果的前十位元,有關類比至數位轉換關係如表2所示,由查表方式可計算出A/D轉換結果。

6  定子磁通及轉矩運算執行順序示意圖

表2  A/D轉換器類比至數位的轉換關係表

A/D轉換結果

電壓範圍

電流範圍

0000000000

0 V

-20 A

1000000000

2.5 V

0 A

1111111111

5 V

20 A

7  定子磁通及轉矩運算電路實現之硬體架構圖

6為定子電流/電壓命令a-b-c軸至d-q軸運算加上定子磁通和轉矩運算執行順序的示意圖,其中,IAFEBa相電流的回授訊號,IBFEBb相電流的回授訊號,VAFEBa相電壓命令估測訊號,VBFEBb相電壓命令估測訊號,其中VAFEBVBFEB由開關命令SaSbSc和直流鍵電壓產生,Fluxd_fb為定子d軸上磁通估測訊號,Fluxq_fb為定子q軸上磁通估測訊號,為所估測磁通大小的平方值,Tor_fb為估測的轉矩,總共需要15個狀態(參考時脈),方能完成定子磁通和轉矩運算。若以1MHz時脈頻率為例,此計算迴路約需時15 msec,採用10 kHz為取樣頻率其取樣週期為100 msec,計算負荷率為15%

為了節省硬體的計算資源,設計時採用共同運算資源的硬體架構,如圖7所示,包含一個數值運算單元與一個有限狀態機器,數值運算單元由一個10位元´10位元的乘法器、一個15位元的加/減法器與一個10位元的限制器構成,其中,小數運算以Q7Q10格式之尺規化實現,狀態機器的運作則是依圖6排程來設計,控制數值運算單元的輸入與運算步驟,其中所使用的四個暫存器儲存參數值與其誤差量如表3所示。

表3 暫存數值之實現及其誤差表

暫存器

 

儲存係數

實際值

尺規化實現之數值

實現數值

誤差量

Reg_1

0.1024

105 (Q10)

0.10254

0.135%

Reg_2

0.11811

121 (Q10)

0.11816

0.04%

Reg_3

0.0649

67 (Q10)

0.0654

0.68%

Reg_4

0.57735

74 (Q7)

0.57812

0.134%

定子磁通漂移補償

定子磁通的估策測方法是由定子電壓減去定子電阻的端電壓降,再經由積分器積分得到,因電阻參數或電壓與電流量測值的不準度將會造成定子磁通估測值的漂移,尤其在電流量測中,所使用的放大器電路為類比元件,會因受到溫度的影響而造成所估測值的漂移。

我們利用計數器算出馬達電氣角位置來即時校正定子磁通以解決漂移的問題,前提是假設一個電氣週期內的磁通漂移量遠小於電氣峰值大小,圖8為用已知電氣角度資訊補償定子磁通估測漂移示意圖,圖上面部份為未補償前產生的漂移現像,FLMT表定子磁通大小的極限,圖中間部份為補償修正後之結果,圖下面部份為馬達旋轉時電氣角波形,每一週期取500個取樣點,在電氣角為Rd1時修正定子磁通之d軸分量(Flux_sd)通過零點,電氣角為Rq1時修正定子磁通之q軸分量(Flux_sq)通過零點。

8  用已知電氣角度資訊補償定子磁通估測漂移示意圖

4.實驗與結果

9為此永磁同步馬達轉矩控制IC設計的實驗系統架構圖,控制核心是一顆Altera Flex10K100CPLD元件,該CPLD以數位邏輯硬體電路方式,執行永磁同步馬達伺服控制的實際行為,藉以驗證此控制IC功能的正確性,CPLD的輸入輸出介面是數位介面,必須搭配D/A轉換電路、A/D轉換電路、馬達驅動電路等週邊電路,以建立一套完整的實驗系統。另外,此控制IC可配合一顆微處理器,作為PC與控制IC的通訊橋樑,進行線上調整此控制IC內部的參數,並且觀測控制IC內部暫存器的變化,以瞭解馬達伺服控制的動態響應情形。

9  永磁同步馬達控制IC實驗系統架構圖

4為實現此永磁同步馬達轉矩控制IC使用資源分析與比較表,其中轉矩與定子磁通控制與速度控制迴路採用10位元2的補數方式實現,PWM控制電路的輸出為10位元的解析度,並列傳輸通訊介面包含:10位元的資料埠,6位元的位址埠與3條控制訊號線。

表4  永磁同步馬達控制IC使用資源分析比較表

控制或運算單元

邏輯細胞數

FOC

DTC

MDTC

定子磁通與

轉矩命令產生

735

 

波寬調變(SPWM)

215

 

轉速迴路PI控制器

813

電氣角檢出單元

284

轉矩與磁通磁滯比較器

327

 

 

PI控制器、靜止座標2/3轉換與R/S座標轉換

1310

 

外部通信介面、初始值設定和A/D轉換單元

800

靜止座標3/2轉換

465

總數

 

3737

3275

4472

CPLD邏輯數百分比

 

74 %

65 %

89 %

由表4可看出修正式直接轉矩控制(MDTC)IC比磁通導向控制(FOC)與直接轉矩控制(DTC)IC用了較多的邏輯細胞數(logic cell)。

10為轉速命令在270ms320ms之間從350rpm1500rpm變化下此控制IC執行修正式直接轉矩控制響應實驗結果,從圖10(a)可看出轉速響應追隨著轉速命令,但在暫態與穩態時均出現漣波,從圖10(b)亦可看出所估測之馬達轉矩亦有漣波現象。圖11為穏態下的不同轉速、轉矩和定子磁通響應,圖12為不同穏態轉速下定子磁通軌跡圖,可看出在較高轉速可得較小的轉矩漣波與較圓形的定子磁通軌跡,可能原因為在做定子磁通估測補償時,在低轉速下電氣週期較長,時間範圍內補償的次數較少,造成定子磁通估測有較大的誤差,同時也造成估測的轉矩回授與定子磁通大小誤差增加,使得在較低轉速下增加了控制的難度。

10  修正式直接轉矩控制下速度變化(350~1500rpm)響應實驗結果圖 (a)速度命令與速度回授750rpm/div (b)估測磁通0.02wb^2/div及轉矩0.15Nt/div (c)定子雙軸磁通0.15wb/div

11  修正式直接轉矩控制區不同轉速下 (a)750rpm (b)1500rpm穏態響應實驗結果圖

 

12 不同穏態轉速下定子磁通軌跡實驗結果 (a) 400rpm (b) 700rpm

5.

本文提出以CPLD為基礎的修正式直接轉矩控制IC之設計與實現,驗證了以單顆Altera Flex 10K100之CPLD 元件實現修正式直接轉矩控制IC的可行性,並提出了定子磁通估測漂移問題的解決方法,我們由已知角度資訊來補償定子磁通漂移的現象,實驗結果顯示在較高轉速可得較小的轉矩漣波與較圓形的定子磁通軌跡,但在低轉速下由於電氣週期較長,時間範圍內補償的次數較少,造成定子磁通估測有較大的誤差,同時也造成估測的轉矩回授與定子磁通大小誤差增加,使得在較低轉速下增加了控制的難度。未來,在本文所提出的架構下,可利用定子磁通來進一步計算電氣角度,以達到無感測控制的最終目的。

參考文獻

[1]      F. Blaschke, “The principle of field orientation as applied to the new transvector closed -loop control system for rotating-field machines,” Siemens Review, vol. 39, no. 5, pp. 217-220, May 1972.

[2]      I. Takahashi and T. Noguchi, “A new quick-response and high-efficiency control strategy of an induction motor,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 22, pp. 820-827, 1986.

[3]      M. Depenbrok, “Direct Self-Control (DSC) of inverter-fed induction machine,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 3, no. 4, pp. 420-429, Oct. 1988.

[4]      T. G. Habetler, F. Profumo, M. Pastorelli, and L. M. Tolbert, “Direct torque control of induction machines using space vector modulation,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 28, no. 5, pp. 1045-1053, 1992.

[5]      I. Takahashi and T. Noguchi, “Take a look back upon the past decade of direct torque control [of induction motors],” IEEE IECON Conf. Rec., vol. 2, pp. 546-551, Nov. 1997.

[6]      L. Zhong, M. F. Rahman, W. Y. Hu, and K. W. Lim, “Analysis of direct torque control in permanent magnet synchronous motor drives,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 12, no. 3, pp. 528-536, May 1997

[7]      Y. Y. Tzou and H. J. Hsu, “FPGA realization of space-vector PWM control IC for three-phase PWM inverters,” IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 12, pp. 953-963, Nov. 1997.

[8]      S. J. Kim, H. J. Lee, S. K. Kim, and Y. A. Kwon, “ASIC design for DTC based speed control of induction motor,” IEEE ISIE Conf. Rec., vol. 2, pp. 956-961, June 2001.

[9]      E. Monmasson and Y. A. Chapuis, “Contributions of FPGA to the control of electrical sustems, a review,” IEEE Industrial Electronics Society Newsletter, 2003.

[10]  M. F. Tsai and H. C. Chang, “Design and Implementation of a CPLD-based SVPWM ASIC for variable-speed control of AC motor drives,” IEEE PEDS'01, Bali, Indonesia, pp. 322-328, Oct. 2001.

[11]  M. F. Tsai and C. P. Chen, “Design of a quadrature decoder/counter interface IC for motor control using CPLD,” IEEE IECON'02, Sevilla, Spain, Nov. 2002..

[12]  B. K. Bose, Modern Power Electronics and AC Drives, Prentice Hall, 2002.



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Last update: 2004/10/20
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